Радио дизајн на Х-и Ку-бенд со мала форма на фактор

Многу воздушни и одбранбени електронски системи во полињата сатком, радар и EW/SIGINT веќе долго време бараат пристап до дел, или до сите, од фреквентните опсези X и Ku. Додека овие апликации се движат кон повеќе преносни платформи, како што се беспилотни летала (УАВ) и рачни радија, од клучно значење е да се развијат нови мали фактори, радио дизајни со мала моќност што работат во бендовите Х и Ку, додека сеуште се одржуваат многу високи нивоа на перформанси. Овој напис прикажува нова високофреквентна IF архитектура која драстично ја намалува големината, тежината, моќноста и цената и на приемникот и на предавателот без да влијае на спецификациите на системот. Платформата што произлегува е исто така повеќе модуларна, флексибилна и софтверска дефинирана од постојните радио дизајни. Вовед Во последниве години, постојано се зголемува притисокот за постигнување на пошироки пропусни опсези, повисоки перформанси и помала моќност во RF системите, а истовремено се зголемува опсегот на фреквенции и се намалува големината. Овој тренд беше двигател за подобрување на технологијата, што овозможи поголема интеграција на RF компонентите отколку што беше видено порано. Постојат многу возачи кои го туркаат овој тренд. Системите Satcom гледаат посакувани стапки на податоци до 4 Gbps за поддршка на пренесување и примање терабајти собрани податоци дневно. Ова барање ги турка системите да работат во Ku- и Ka-појасот поради фактот што пошироката пропусност и повисоките стапки на податоци се полесно да се постигнат на овие фреквенции. Ова барање значи поголема густина на канали и поширок опсег на канал. Друга област на зголемување на барањата за изведба е во EW и сигнализира интелигенција. Стапките на скенирање за такви системи се зголемуваат, предизвикувајќи потреба од системи кои имаат брзо подесување PLL и широка покриеност на пропусниот опсег. Нагонот кон помала големина, тежина и моќност (SWaP) и поинтегрирани системи произлегува од желбата за ракување со рачни уреди на терен, како и зголемување на густината на каналите во големите фиксни системи за локација. Напредокот на фазните низи исто така е овозможен со понатамошна интеграција на RF системи во еден чип. Со оглед на тоа што интеграцијата ги турка приемниците помали и помали, таа им овозможува на секој елемент на антената свој приемник, што пак овозможува прогресија од аналогно формирање на зраци во дигитални зраци. Дигиталното зрачење овозможува можност за следење на повеќе зраци истовремено од една низа. Системите со фази на низи имаат огромен број апликации, без разлика дали се работи за временски радар, апликации за ЕВ или насочени комуникации. Во многу од овие апликации, нагонот кон повисоки фреквенции е неизбежен, бидејќи сигналната околина на пониските фреквенции станува повеќе застојна. Во оваа статија, овие предизвици се решаваат со употреба на високо интегрирана архитектура базирана на примопредавателот AD9371 како IF приемник и предавател, овозможувајќи отстранување на цела IF фаза и нејзините поврзани компоненти. Вклучена е споредба помеѓу традиционалните системи и оваа предложена архитектура, како и примери за тоа како оваа архитектура може да се имплементира преку типичен дизајн процес. Поточно, употребата на интегриран примопредавател овозможува одредено напредно планирање на фреквенцијата што не е достапно во стандарден приемник за суперхетеродински стил. Преглед на архитектурата Суперхетеродина Архитектурата на суперхетеродин е архитектура на избор веќе многу години поради високите перформанси што можат да се постигнат. Архитектурата на суперхетеродин приемник обично се состои од една или две фази на мешање, кои се внесуваат во аналогно-дигитален конвертор (ADC). Типична архитектура на суперхетеродински приемници може да се види на слика 1.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure1.png?w=435 'alt = 'Слика 1' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Слика 1. Традиционалните суперхетеродини на Х и Ку бенд примаат и пренесуваат сигнални синџири. Првата фаза на конверзија ги претвора или надолу ги претвора влезните RF фреквенции во спектар надвор од опсегот. Фреквенцијата на првиот IF (средна фреквенција) зависи од фреквенцијата и планирањето на поттикнување, како и перформансите на миксер и достапните филтри за предниот крај на RF. Првиот IF потоа се преведува на помала фреквенција што ADC може да ја дигитализира. Иако ADC-ите прават импресивни напредок во нивната способност да обработуваат поголеми пропусни широчини, нивната горна граница денес е околу 2 GHz за оптимални перформанси. При повисоки влезни фреквенции, постојат компромиси во перформансите наспроти. влезна фреквенција што мора да се земе предвид, како и фактот дека повисоките стапки на влез бараат повисоки стапки на часовник, што ја зголемуваат моќноста. Во прилог на миксерите, има филтри, засилувачи и степеници за слабеење. Филтрирањето се користи за отфрлање на несакани сигнали надвор од опсегот (OOB). Доколку не се проверат, овие сигнали можат да создадат лажна работа што паѓа на врвот на саканиот сигнал, што го отежнува или невозможно да се демодулира. Засилувачите ја поставуваат бројката на бучава и зголемување на системот, обезбедувајќи соодветна чувствителност за примање мали сигнали, додека не обезбедуваат толку многу што ADC се заситува. Едно дополнително нешто што треба да се забележи е дека оваа архитектура често бара филтри за површински акустични бранови (SAW) за да ги исполнат тешките барања за филтрирање за антиалиација во ADC. Со филтрите SAW доаѓа остра превртување за да се исполнат овие барања. Меѓутоа, исто така, се воведува значително одложување, како и бранување. Пример за план за фреквенција на примачот на суперхетеродин за Х-опсег е прикажан на слика 2. Во овој приемник, пожелно е да примате помеѓу 8 GHz и 12 GHz со пропусен опсег од 200 MHz. Посакуваниот спектар се меша со подеслив локален осцилатор (LO) за да генерира IF на 5.4 GHz. АКО од 5.4 GHz потоа се меша со 5 GHz LO за да се произведе конечниот 400 MHz IF. Конечниот IF се движи од 300 MHz до 500 MHz, што е фреквентен опсег каде што многу ADC можат да работат добро.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure2.png?w=435 'alt = 'Слика 2' & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; gt; Слика 2. Пример план за фреквенција за приемник со Х-опсег. Спецификации на приемникот-што е важно Освен добро познатата добивка, бројката на бучава и спецификациите на точките за пресретнување од трет ред, некои типични спецификации кои влијаат врз планирањето на фреквенцијата за секоја архитектура на приемникот вклучуваат отфрлање слика, отфрлање IF, само-генерирано лажно и LO зрачење. Слики на слика - RF надвор од опсегот на интерес што се меша со LO за да генерира тон во IF. IF spurs - RF со IF фреквенција што се провлекува низ филтрирањето пред миксерот и се појавува како тон во IF. LO зрачење - RF од LO истекува до влезниот конектор на синџирот на приемник. Зрачењето LO дава средства за откривање, дури и кога се работи само за прием (види слика 3).       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing- страници/технички-статии/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure3.png? w = 435 'alt =' Слика 3 '& amp; amp; amp; amp; amp; засилувач и засилувач; засилувач; засилувач; Слика 3. Зрачењето LO истекува назад низ предниот крај. Самостојно генерирано лажно - поттикнување на IF што произлегува од мешање на часовници или локални осцилатори во приемникот. Спецификациите за отфрлање слика се применуваат и за првата и за втората фаза на мешање. Во типична апликација за X- и Ku-Band, првата фаза на мешање може да биде центрирана околу висок IF во опсег од 5 GHz до 10 GHz. Овде е пожелно висок IF, поради фактот што сликата паѓа на Ftune + 2 × IF, како што е прикажано на слика 4. Значи, колку е повисок IF, толку подалеку ќе падне опсегот на слики. Овој опсег на слики мора да се отфрли пред да го притиснете првиот миксер, инаку надвор од енергијата на опсегот во овој опсег ќе се појави како лажна во првиот АКО. Ова е една од основните причини зошто обично се користат две фази на мешање. Ако постоеше една фаза на мешање, со IF во стотици MHz, фреквенцијата на сликата ќе беше многу тешко да се отфрли во предниот крај на приемникот.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; & amp; amp; amp; -/media/analog/mk/landing-pages/Technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure4.png? w = 435 'alt =' Слика 4 '& засилувач; ампер; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; Слика 4. Сликите се мешаат во IF. Исто така, постои опсег на слики за вториот миксер при претворање на првиот IF во втор IF. Бидејќи вториот IF е понизок во фреквенцијата (некаде од неколку стотици MHz до 2 GHz), барањата за филтрирање на првиот IF филтер може да варираат доста. За типична апликација каде што вториот IF е неколку стотици MHz, филтрирањето може да биде многу тешко со првиот IF со висока фреквенција, што бара големи сопствени филтри. Ова често може да биде најтешкиот филтер во системот за дизајнирање, поради високата фреквенција и типично тесните барања за отфрлање. Покрај отфрлањето на сликата, нивоата на LO моќност што се враќаат од миксерот до влезниот приклучок за прием мора агресивно да се филтрираат. Ова осигурува дека корисникот не може да се открие поради зрачената моќност. За да се постигне тоа, LO треба да се стави добро надвор од опсегот RF за да се обезбеди соодветно филтрирање. Воведување на високата архитектура ако архитектурата Најновата понуда на интегрирани примопредаватели го вклучува AD9371, приемник за директна конверзија од 300 MHz до 6 GHz со два канали за примање и два пренос. Пропусниот опсег на примање и пренос е прилагодлив од 8 MHz до 100 MHz и може да се конфигурира за двострано поделба на фреквенција (двострано) или двострано временско делење (TDD). Делот е сместен во пакет од 12 mm2 и троши ~ 3 W енергија во режим TDD, или W 5 W во режим FDD. Со напредокот на калибрациите за корекција на квадратурна грешка (QEC), се постигнува отфрлање на сликата од 75 dB до 80 dB.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; & amp; amp; amp; -/media/analog/mk/landing-pages/Technical-articles/x-and-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure5.png? w = 435 'alt =' Слика 5 '& засилувач; ампер; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; Слика 5. АД9371 блок -дијаграм на директна конверзија. Унапредувањето на перформансите на интегрираните ТВ -приемници отвори нова можност. AD9371 го вклучува вториот миксер, втор IF филтрирање и засилување, и променливо слабеење ADC, како и дигитално филтрирање и десеткување на синџирот на сигнали. Во оваа архитектура, AD9371, кој има опсег на подесување од 300 MHz до 6 GHz, може да се подеси на фреквенција помеѓу 3 GHz и 6 GHz и да го прими првиот IF директно (види слика 6). Со добивка од 16 dB, NF од 19 dB и OIP3 од 40 dBm на 5.5 GHz, AD9371 е идеално одреден како IF приемник.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure6.png? w = 435 'alt =' Слика 6 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 6. Примопредавател со X или Ku-бенд со AD9371 како IF приемник. Со употребата на интегрираниот приемник како IF -приемник, повеќе не постои грижа за сликата преку вториот миксер, како што е случајот со приемникот за суперхетеродин. Ова во голема мера може да го намали потребното филтрирање во првата IF лента. Сепак, с still уште мора да има филтрирање за да се земат предвид ефектите од втор ред во примопредавателот. Првата IF лента сега треба да обезбеди филтрирање двапати од првата IF фреквенција за да ги негира овие ефекти - многу полесна задача отколку филтрирање на втората слика и втората LO далеку, што може да биде близу неколку стотици MHz. Овие барања за филтрирање обично може да се решат со ниска цена, мали од полиците LTCC филтри. Овој дизајн, исто така, обезбедува високо ниво на флексибилност во системот и лесно може да се користи повторно за различни апликации. Еден начин на обезбедување флексибилност е изборот на IF фреквенција. Општо правило за избор на АКО е да го ставите во опсег што е 1 GHz до 2 GHz поголем од саканиот спектар на пропусен опсег преку предното филтрирање. На пример, ако дизајнерот сака ширина на опсег од 4 GHz од 17 GHz до 21 GHz преку предниот филтер, IF може да се постави на фреквенција од 5 GHz (1 GHz над саканиот пропусен опсег од 4 GHz). Ова овозможува филтрирање што може да се реализира во предниот дел. Ако се сака само 2 GHz пропусен опсег, може да се користи IF од 3 GHz. Понатаму, поради природата на AD9371 што може да се дефинира со софтвер, лесно е да се смени IF во лет за когнитивни радио апликации, каде што блокирањето на сигналите може да се избегне кога ќе се детектираат. Лесно прилагодливиот пропусен опсег на AD9371 од 8 MHz до 100 MHz дополнително овозможува избегнување на пречки во близина на сигналот од интерес. Со високото ниво на интеграција во високата IF архитектура, завршуваме со синџир на сигнал на приемник кој зазема околу 50% од просторот потребен за еквивалентна суперхетеродина, додека ја намалуваме потрошувачката на енергија за 30%. Покрај тоа, високата IF архитектура е пофлексибилен приемник од суперхетеродинската архитектура. Оваа архитектура е можност за ниски SWaP пазари каде се посакува мала големина без губење на перформансите. Планирање на фреквенцијата на примачот со архитектура со висока IF Една од предностите на високата IF архитектура е способноста за подесување на IF. Ова може да биде особено поволно кога се обидувате да креирате план за фреквенција што избегнува какви било поттикнувања. Може да дојде до мешање на мешање кога примениот сигнал се меша со LO во миксерот и генерира m × n поттик што не е саканиот тон во рамките на IF опсегот. Миксерот генерира излезни сигнали и поттикнува според равенката m × RF ± n × LO, каде m и n се цели броеви. Примениот сигнал создава m × n поттик што може да падне во опсегот IF и во одредени случаи, саканиот тон може да предизвика вкрстен поттик на одредена фреквенција. На пример, ако набудуваме систем дизајниран да прима 12 GHz до 16 GHz со IF на 5.1 GHz, како на слика 7, фреквенциите на m × n сликата што предизвикуваат појава на поттик во опсег може да се најдат со следнава равенка : & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/media/analog/en/landing-pages/technical -артии/x-и-ku-band-small-factor-factor-radio-design/figure7.png? w = 435 'alt =' Слика 7 '& amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp ; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ; засилувач; засилувач; gt; Слика 7. Приемник од 12 GHz до 16 GHz и предавател со висока IF архитектура. Во оваа равенка, RF се RF фреквенциите на влезот на миксер, што предизвикува пад на тон во IF. Ајде да користиме пример за илустрација. Ако приемникот е наместен на 13 GHz, тоа значи дека LO фреквенцијата е на 18.1 GHz (5.1 GHz + 13 GHz). Вметнувајќи ги овие вредности во претходната равенка и дозволувајќи m и n да се движат од 0 до 3, ја добиваме следнава равенка за RF: Резултатите се во следнава табела: Табела 1. M × N Лажна табела за 18.1 GHz LO mn RFsum (GHz) RFdif (GHz) 1 1 23.200 13.000 1 2 41.300 31.100 1 3 59.400 49.200 2 1 11.600 6.500 2 2 20.650 15.550 2 3 29.700 24.600 3 1 7.733 4.333 3 2 13.767 10.367 3 3 19.800 16.400 Во табелата, првиот ред/четврта колона го покажува посакуваниот сигнал од 13 GHz, што е резултат на 1 × 1 производ во миксер. Петтата колона/четвртиот ред и осмата колона/третиот ред покажуваат потенцијално проблематични фреквенции во опсегот што можат да се појават како поттикнувачи во опсегот. На пример, сигнал од 15.55 GHz е во рамките на саканиот опсег од 12 GHz до 16 GHz. Тон на 15.55 GHz на влезот се меша со LO, за да се генерира тон од 5.1 GHz (18.1 × 2–15.55 × 2 = 5.1 GHz). Останатите редови (2, 3, 4, 6, 7 и 9), исто така, можат да претставуваат проблем, но поради тоа што се надвор од опсегот, тие можат да се филтрираат со влезниот филтер за пропусен опсег. Нивото на поттикнување зависи од неколку фактори. Главниот фактор е перформансите на миксер. Бидејќи миксер е инхерентно нелинеарен уред, постојат многу хармоници генерирани во делот. Во зависност од тоа колку добро се совпаѓаат диодите во миксерот и колку е миксерот оптимизиран за лажни перформанси, ќе се одредат нивоата на излезот. Табелата за поттикнување мешалка обично е вклучена во листот со податоци и може да помогне во одредувањето на овие нивоа. Пример за табела за поттикнување миксер е прикажана во Табела 2, за HMC773ALC3B. Табелата го одредува нивото на dBc на поттикнувањата во однос на саканиот тон 1 × 1. Табела 2. Миксер Спар графикон за HMC773ALC3B n × LO 0 1 2 3 4 5 m × RF 0 - 14.2 35 32.1 50.3 61.4 1 –1.9 - 17.7 31.1 32.8 61.2 2 83 55.3 60 59.6 6 73.7 87.9 3 82.6 86.1 68 68.5 61.9 85.9 4 76 86.7 82.1 77.4 74.9 75.8 5 69.3 74.7 85.3 87 85.1 62 Со оваа табела со поттик, заедно со продолжението на анализата направена во Табела 1, можеме да генерираме целосна слика за тоа кои тонови на слика може да го попречат нашиот приемник и при кое ниво. Табеларна пресметка може да се генерира со излез сличен на оној прикажан на слика 8.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure8.png? w = 435 'alt =' Слика 8 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 8. m × n слики за приемник од 12 GHz до 16 GHz. На слика 8, синиот дел го покажува саканиот пропусен опсег. Линиите покажуваат различни m × n слики и нивните нивоа. Од оваа табела, лесно е да се види какви барања за филтрирање се потребни пред миксерот за да се исполнат барањата за мешачи. Во овој случај, постојат неколку поттикнувачи на слики што паѓаат во опсег и не можат да се филтрираат. Сега ќе погледнеме како флексибилноста на високата IF архитектура ни овозможува да работиме околу некои од овие поттици, што е нешто што архитектурата на суперхетеродин не го дозволува. Избегнување на пречки во режим на примач Графиконот на слика 9 покажува сличен план за фреквенција кој се движи од 8 GHz до 12 GHz, со стандарден IF на 5.1 GHz. Овој графикон дава поинаков поглед на миксерските поттикнувања, покажувајќи ја фреквенцијата на централната мелодија наспроти. m × n фреквенција на слика, наспроти нивото на поттикнување како што беше прикажано претходно. Задебелената дијагонална линија на оваа табела ја покажува саканата поттик од 1 × 1. Останатите линии на графикот ги претставуваат m × n сликите. На левата страна на оваа слика е претстава без флексибилност при подесување на IF. IF е фиксиран на 5.1 GHz во овој случај. Со фреквенција на мелодија од 10.2 GHz, поттикнување на слика 2 × 1 го преминува саканиот сигнал. Ова значи дека ако сте подесени на 10.2 GHz, постои голема шанса сигналот во близина да го блокира приемот на сигналот од интерес. Десниот приказ покажува решение за овој проблем со флексибилно подесување на IF. Во овој случај, IF се префрла од 5.1 GHz на 4.1 GHz близу 9.2 GHz. Ова спречува појава на кросовер поттик.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure9.png? w = 435 'alt =' Слика 9 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 9. m × n кросовер поттик без IF флексибилност (горе) и избегнување на кросовер со IF подесување (долу). Ова е само едноставен пример за тоа како може да се избегнат блокирање на сигналите со високата IF архитектура. Кога се споени со интелигентни алгоритми за одредување на пречки и пресметување на нови потенцијални IF фреквенции, постојат многу можни начини да се направи приемник кој може да се прилагоди на која било спектрална средина. Едноставно е како да се одреди соодветен IF во даден опсег (обично од 3 GHz до 6 GHz), потоа повторно да се пресмета и програмира LO врз основа на таа фреквенција. Планирање на фреквенцијата на предавателот со архитектура со висок IF Како и за планирањето на фреквенцијата за примање, можно е да се искористи флексибилната природа на високата IF архитектура за да се подобрат лажните перформанси на предавателот. Додека од страната на примачот, содржината на фреквенција е донекаде непредвидлива. На страната на преносот, полесно е да се предвиди лажната на излезот на предавателот. Оваа содржина на RF може да се предвиди со следната равенка: Онаму каде што IF е предефиниран и одреден со фреквенцијата на подесување на AD9371, LO се одредува со саканата излезна фреквенција. Слична табела за мешање како што беше направена за каналот на приемникот може да се генерира на страната на преносот. Пример е прикажан на слика 10. На оваа табела, најголемите поттикнувачи се сликата и LO фреквенциите, кои можат да се филтрираат до посакуваните нивоа со филтер со пропусен опсег по миксерот. Во системите за FDD каде лажниот излез може да ја десензибилизира блискиот приемник, внатрешните поттикнувања можат да бидат проблематични и тука може да ни се најде флексибилноста на подесувањето на IF. Во примерот од Слика 10, ако се користи статичен IF од 5.1 GHz, ќе има вкрстување на излезот на предавателот, што ќе биде близу 15.2 GHz. Со прилагодување на IF на 4.3 GHz со фреквенција на мелодија од 14 GHz, поттикнувањето на вкрстувањето може да се избегне. Ова е прикажано на слика 11.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure10.png? w = 435 'alt =' Слика 10 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 10. Излез лажен без филтрирање.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure11.png? w = 435 'alt =' Слика 11 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 11. Статичниот IF предизвикува кросовер поттикнување (горе), IF подесување за да се избегне вкрстување на поттикнување (долу). Пример за дизајн - FDD систем со широк опсег За да се прикажат перформансите што можат да се постигнат со оваа архитектура, прототип на приемник и предавател FDD систем беше изграден без компоненти на аналогните уреди, и конфигуриран за работа од 12 GHz до 16 GHz во опсегот на примање, и 8 GHz до 12 GHz работа во преносниот опсег. За собирање податоци за перформансите се користеше IF од 5.1 GHz. LO беше поставен на опсег од 17.1 GHz до 21.1 GHz за каналот за примање и 13.1 GHz до 17.1 GHz за каналот за пренос. Блок дијаграмот за прототипот е прикажан на слика 12. На овој дијаграм, таблата за конвертори X и Ku е прикажана лево, а картичката за евалуација AD9371 е прикажана десно.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure12.png? w = 435 'alt =' Слика 12 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 12. Блокирачки дијаграм за приемник и предавател на прототип систем FDD со приклучок X и Ku. Податоците за добивка, бројка на бучава и IIP3 беа собрани на приклучокот за намалување на приемот и се прикажани на слика 13 (горе). Севкупно, добивката беше d 20 dB, NF беше d 6 dB и IIP3 ~ -2 dBm. Некои дополнителни израмнувања на добивката може да се постигнат со употреба на еквилајзер, или калибрација на добивка може да се изврши користејќи го променливиот атенуатор во AD9371.       & amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; amp; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; amp; lt; img src = 'https: //www.analog.com/-/ медиуми/аналогни/mk/страници за слетување/технички-написи/x-и-ku-band-small-form-factor-radio-design/figure13.png? w = 435 'alt =' Слика 13 '& amp; amp; засилувач и засилувач; ампер; & amp; amp; amp; amp; amp; Слика 13. Податоци за приемник Ku-band (горе), податоци за предаватели на X-band (долу). Исто така, беше измерен и преносот на преносот, со што се запишува неговата добивка, 0 P1dB и OIP3. Овие податоци се прикажани низ фреквенцијата на слика 13 (долу). Добивката е d 27 dB, P1 dB ~ 22 dBm и OIP3 ~ 32 dBm. Кога оваа табла е поврзана со интегрираниот приемник, севкупните спецификации за примање и пренос се како што е прикажано во Табела 3. Табела 3. Табела за севкупни перформанси на системот Rx, 12 GHz до 16 GHz Tx, 8 GHz до 12 GHz Добијте 36 dB Излезна моќност 23 dBm Бучава Слика 6.8 dB Под на бучава –132 dBc/Hz IIP3 –3 dBm OIP3 31 dBm Pin, макс (без AGC ) –33 dBm OP1dB 22 dBm Во опсег m × n –60 dBc In-Band Спарс –70 dBc Моќност 3.4 W моќност 4.2 W Генерално, перформансите на приемникот се во согласност со архитектурата на суперхетеродина, додека моќноста е значително намалена На Еквивалентен дизајн на суперхетеродин ќе троши повеќе од 5 W за синџирот на приемници. Дополнително, прототипот на таблата беше измислен без приоритет за намалување на големината. Со соодветни техники за распоред на ПХБ, како и со интегрирање на AD9371 на истата ПХБ како и долниот конвертер, вкупната големина на решението што ја користи оваа архитектура може да се кондензира на само 4 до 6 квадратни инчи. Ова покажува значителна заштеда на големина за еквивалентно решение за суперхетеродин, што би било поблиску до 8 до 10 квадратни инчи.

Остави порака 

Список со пораки